电力电子技术

电力电子技术 Power Electronical Technology

教材：《电力电子技术》 王勇，佘焱，孙佳，高等教育出版社，2020，第一版
教师：吴超教授
课程考核方式：总学时：48 (40上课+8习题课+10实验) 学分：3.0 实验课不占学时;考核方式：平时20% + 实验10% + 好大学在线（http://180.76.151.202:7010/ ）10%+期末考试（闭卷）60%;其中，平时成绩主要为课堂表现和课后作业

课程大纲

• 第一章 绪论 （2课时）
• 第二章 电力电子器件 （8课时 重点掌握）
• 第三章 电力电子电路和磁路基本概念与分析方法 （2课时）
• 第四章 DC-DC变换器 （8课时 重点掌握）
• 第五章 DC-AC变换器 （8课时 重点掌握）
• 第六章 AC-DC 变换器（二极管整流）（3课时）
• 第七章 AC-DC 变换器（晶闸管整流和有源逆变）（7课时 重点掌握）
• 第八章 AC-AC变换器 （2课时）
• 第九章 软开关变换器 （2课时）

第一章 绪论

1. 电力电子技术的三要素：器件、拓扑、控制
2. 四种典型拓扑
   1. 交流-直流变换 (AC-DC)，是将交流电转为直流电的变换器，又称整流器；
   2. 直流-交流变换 (DC-AC)，是将直流电变为交流电的变换器，又称逆变器；
   3. 交流-交流变换 (AC-AC)，是将一种频率的交流电直接转换成另一种频率或可变频率的交流电，或是将频率变化的交流电直接转变为恒定频率交流电的变换器；
   4. 直流-直流变换 (DC-DC)，完成直流电压幅值和极性的调节与变换，又称斩波器
3. 定义

例题：

• 一个电力电子装置的功率变换形式是通过瞬时功率的方向来判断的。（ ）（错，平均功率）
• 线性电源中，三极管是作为可变电阻使用的。（ ）（对）
• 电力电子电源中，功率半导体器件通常是作为开关来使用的。（ ）（对）

第二章 电力电子器件

电力电子器件概述

1. 特点
   ➢ 处理功率大（强电）
   ➢ 总是工作于开关模式
   ➢ 需要控制电路（弱电）
   ➢ 需要驱动电路（弱电和强电之间）
   ➢ 功率损耗大（特殊封装、散热器）

2. 功率损耗分类

3. 分类
   1. 按可控性分类
      1. 不控器件 — 功率二极管
      2. 半控器件 — 晶闸管
      3. 全控器件 — 电力晶体管BJT(GTR),GTO,MOSFET， IGBT
   2. 按载流子导电分类
      1. 单极性：只有一种载流子(带电粒子)导电 (MOSFET)
      2. 双极性：具有两种载流子导电 (GTR GTO)
      3. 复合型：由双极性和单极性器件复合 (IGBT)
   3. 按驱动信号分类
      1. 电压驱动型：MOSFET IGBT
      2. 电流驱动型：BJT
         

功率器件基础——PN结

PN结的概念

4. 半导体：指常温下导电性能阶于导体与绝缘体之间的材料

5. 本征半导体： 完全纯净的、结构完整的半导体晶体称为本征半导体。

6. 载流子： 半导体内部出现的自由电子和相应数量带正电的空穴，通常叫做电子—空穴对，这两种带电粒子称为载流子。

7. 杂质半导体： 在本征半导体内掺入微量的杂质，会使半导体自由电子与空穴的数量不相等，同时导电能力发生显著的变化，这种半导体称为杂质半导体。

8. 耗尽层 该区域的载流子几乎消失；阻挡层 该区域对扩散运动具有阻挡作用；势垒区 该区域内电场形成电势差

9. PN结的正偏：（漂移运动 < 扩散运动）空间电荷区变窄，形成正向电流，少数载流子存储

10. PN结的反偏：（少子漂移运动产生反向电流）空间电荷区变宽，形成反向漏电流，少数载流子抽取

11. 反向击穿的定义：PN结具有一定的反向耐压能力，但如果反向电压过大，达到反向击穿电压时，反向电流会急剧增加，破坏PN结反向偏置为截止的工作状态，这种状态称为反向击穿，反向击穿有可能造成PN结损坏。

PN结的等效特性

12. PN结的电容效应是指PN结中的电荷量随外加电压变化而变化，频率越高， PN结的电容效应越明显。
    

13. 势垒电容 Potential barrier capacitor CB由正向偏置或反向偏置引起，频率高时影响更大，通过改变外部电压而产生效果，相当于是离子变化产生的电容效应

14. 扩散电容 Diffusion capacitor CD扩散电容主要与正向偏压有关。 因为扩散电容主要是少数载流子存储引起， 所以也叫存储电容

例题

• P型半导体的多子是空穴， N型半导体的多子是电子。（ （对））
• PN结正偏时， 少子存储效应指的是N区的空穴变多， P区的电子变多（（对） ）
• PN结加入足够的正向电压后可以消除空间电荷区 （（错） ）
• PN结反偏时没有电流（ （错） ）

不控器件—功率二极管

1. 二极管常被用作整流、续流和钳位功能
2. 基本结构：

电导调制效应

3. 电导调制效应：
   1. 正偏且电流较小时， 二极管电阻主要是作为基片的低掺杂N-区的欧姆电阻， 其阻值较高且为常量；
   2. 正向电流较大时， P区注入并积累在低掺杂N-区的少子空穴浓度很大， 为了维持半导体的电中性条件， 其多子浓度也将大幅度增加， 使得其电阻率明显下降， 也就是电导率（Conductivity） 大大增加；
   3. 电导调制效应使得功率二极管在正向电流较大时压降并不会线性上升， 仍然维持在一个较低水平（约为2V左右） ，正向偏置的功率二极管表现为低阻态。

𝑽𝐅并不随着正向电流线性增加，电流很大时， 𝑽𝐅几乎不变，这就是电导调制效应在起作用。

PN 结上流过的正向电流较大时，注入并积累在低掺杂 N 区的少子空穴浓度将很大，为了维持半导体中性条件，其多子浓度也相应大幅度增加，使得其电阻率明显下降，也就是电导率大大增加的现象

二极管的静态特性

4. 静态特性：
   1. 门坎电压 ：当外加电压大于 时，二极管导通，此后电流迅速上升。
   2. 反向饱和电流 ：当外加反向电压时，二极管反向截止，只有微小而恒定的反向漏电流 。
   3. 击穿电压 ：当反向电压超过 后，二极管将被击穿，反向电流迅速增加。 雪崩击穿、齐纳击穿；可能导致热击穿
      

二极管的正向导通和反向恢复

• t0： 反偏时被抽取的载流子重新注入，结束时空间电荷区回到热平衡状态，电压为零；
• t1：两个界面注入少子，但少子空穴慢慢到达N-N+界面，电导调制效应慢慢展开；
• t2：电导调制效应加强及电流逐渐稳定在 ，端电压下降，直到稳态。
• t3 ： 正向电流变到零，电压基本不变， N-区两端储存有大量少子，仍然正偏，反向阻断能力未恢复；
• t4~ t5： 少子抽取时间， t4开始电流变负，储存少子与多子复合，或被外电场扫出。
• t4末期，靠近耗尽层两侧储存少子被清除，① 耗尽层恢复到热平衡状态，只有N-中间还有储存少子 ② 离耗尽层较远少子浓度底， t5开始抽取离耗尽层较远少子， 迅速下降，耗尽层迅速展宽，产生反向电压 。

反向恢复：当处于正向导通的二极管突然施加反压时，它不能立即关断，而是需经过一段时间才能恢复反向阻断能力并进入完全关断状态，这个过程称为反向恢复。

原理：结电容效应 ：二极管的结电容（势垒电容+扩散电容）Q ：结电容存储电荷

定义几个重要参数：
a) 延迟时间： 𝑡𝑑 = 𝑡4
b) 电流下降时间： 𝑡𝑓 = 𝑡5
c) 反向恢复时间： 𝑡𝑟𝑟 = 𝑡𝑑 + 𝑡𝑓
d) 恢复特性的软度： 𝑡𝑓/𝑡𝑑， 或称恢复系数， 用𝑆𝑟表示。𝑆𝑟越大， 恢复性能越软。 如图， 从左到右越来越软，越软尖峰、 振荡越小。

例题

• 功率二极管在P区和N区之间加入的低掺杂N-区增加了耐压能力和导通电阻。（ ） （错）
• 下列哪个选项不是功率二极管能够承担大电流的原因（ ）（B）
  A. 垂直导电结构 B. 水平导电结构 C. 多单元并联结构 D. 电导调制效应
• 针对功率二极管器件一般有如下设计特点：（1）“垂直结构和大面积PN结”、（2） N-漂移区和（3）电导调制效应，其作用分别是（ D）
  A.提高耐压等级、导通大电流、降低导通电阻；
  B.降低导通电阻、导通大电流、提高耐压等级；
  C.导通大电流、降低导通电阻、提高耐压等级；
  D.导通大电流、提高耐压等级、降低导通电阻；

晶闸管结构与工作原理（半控器件）

晶闸管（ thyristor ）另一个名字: SCR–silicon controlled rectifier，可控硅

• 晶闸管正向导通的正反馈过程：
  ① IG流入NPN管T2的基极，T2导通后，其放大后的集电极电流IC2流出PNP管T1的基极，T1导通。② T1放大后的集电极电流IC1又作为基极电流流入T2的基极。
  

• 晶闸管的导通/关断条件

  • 导通条件：正向偏置并施加门极触发电流，或者VAK>0且VGK>0，导通也称为触发。一旦导通，门极失去控制。因此可用脉冲信号进行控制。
  • 关断条件：IA减小到维持电流以下。可通过使VAK减小到零或加反压实现。晶闸管只能控制开通，无法控制关断，因此属于半控器件。

晶闸管的静态特性

VDRM 正向断态重复峰值电压
VRRM 反向断态重复峰值电压
VDSM 正向断态不重复峰值电压
VRSM 反向断态不重复峰值电压
VBO 正向转折电压
IH 维持电流

• 晶闸管的正向伏安特性

  • 
  • IG=0时，晶闸管只有很小漏电流，处于正向阻断状态。
  • 当VAK不断增加达到正向转折电压VBO时，IA急剧增大，造成晶闸管雪崩击穿导通。
  • IG不为零时，随着IG的增大，正向转折电压下降，导通后管压降很小，IA的大小取决于外加电压和负载。
  • 减小阳极电压VAK ， IA也不断减小，直到小于维持电流IH后，晶闸管会关断。

• 晶闸管的反向伏安特性

  • 
  • 当晶闸管承受反向阳极电压时，不论门极是否加上触发信号，晶闸管总是处于反向阻断状态，只流过很小的反向漏电流。
  • 反向电压增加，反向漏电流也逐渐增大。
  • 反向电压增加到反向转折电压VRSM时，晶闸管反向击穿，反向漏电流将急剧增长而导致晶闸管损坏。

晶闸管的动态特性

• 晶闸管的动态特性——开通过程
  • 
  • 延迟时间td是从门极电流阶跃时刻开始，到阳极电流上升到稳态值的10%之间的时间。与此同时晶闸管的正向压降也在减小。
  • 上升时间tr是指阳极电流从10%上升到稳态值的90%所需的时间。
  • 开通时间 ton= td + tr
• 晶闸管的动态特性——关断过程
  • 
  • 出现反向恢复，且在外电路电感作用下，会在晶闸管两端引起较大的反向尖峰电压。
  • 反向阻断恢复时间trr是从正向电流降为零，到反向恢复电流衰减至接近于零的时间。
  • 正向阻断恢复时间tgr是晶闸管恢复其对正向电压的阻断能力所需要的时间。
  • 关断时间 toff= tq = trr + tgr

晶闸管主要参数

维持电流IH：晶闸管被触发导通以后，在室温和门极开路条件下，减小阳极电流，使晶闸管维持通态所必须的最小阳极电流。
擎住电流IL：晶闸管一经触发导通就去掉触发信号，能使晶闸管保持导通所需要的最小阳极电流。

一般情况下，擎住电流要大于维持电流。
擎住电流：主要在晶闸管触发导通的初始阶段起关键作用。如果触发后阳极电流达不到擎住电流的水平，那么在撤掉触发信号后，晶闸管就会重新回到阻断状态，无法实现稳定导通。
维持电流：作用于晶闸管已经导通之后，涉及到对晶闸管导通状态能否持续维持的判定。

例题

晶闸管具有（ B ）物理结构
A. 四层四端 B. 四层三端 C. 三层四端 D. 三层三端

晶闸管的导通条件是( A )
A外加正向电压且控制极外加合适的触发信号
B只需外加正向电压.
C控制极外加触发信号
D外加正向电压为额定电压

晶闸管稳定导通的条件（ A ）
A、晶闸管阳极电流大于晶闸管的擎住电流
B、晶闸管阳极电流小于晶闸管的擎住电流
C、晶闸管阳极电流大于晶闸管的维持电流
D、晶闸管阳极电流小于晶闸管的维持电流

门极可关断晶闸管GTO和GTR （全控器件，电流驱动型）

根据上述分析我们希望全控器件具有：

• 低漏电流
• 低导通电压
• 开通关断时间短
• 具有较高的正反向阻断电压
• 通态电流等级高
• 正温度系数
• 控制功率低
• 高dv/dt， di/dt耐受能力

典型全控器件

• 门极可关断晶闸管—–GTO
• 双极性晶体管—–BJT(GTR就是功率BJT，在电力电子中相同)
• 金属氧化物场效应晶体管—–MOSFET
• 绝缘栅双击晶体管—–IGBT

门极可关断晶闸管GTO（gate turn off thyristor）

GTO不同于晶闸管，它能被主动关断。

GTO的结构和工作原理

特点：

• 晶闸管的一种派生器件；
• 可以通过在门极施加负的脉冲电流使其关断；
• GTO的电压、电流容量较大，与普通晶闸管接近，因而在兆瓦级以上的大功率场合仍有较多的应用。

结构：

• 和普通晶闸管的相同点： PNPN四层半导体结构，外部引出阳极、阴极和门极；
• 和普通晶闸管的不同点：GTO是一种多元的功率集成器件。

GTO的动态特性

开通：与晶闸管相同
关断：

• 存储时间ts使等效晶体管退出饱和
• 电流下降时间tf
• 电流拖尾时间tt残存载流子复合

电力晶体管GTR（双极结型晶体管BJT）

GTR的结构和工作原理

电力晶体管（giant transistor, GTR）特征：

• 耐高压大电流的双极结型晶体管（bipolar junction transistor, BJT）
• 基极很宽，使得电流增益十分有限，5~10倍
• 低掺杂集电极N-区，承受高电压
• 常用达林顿接法单元并联

GTR的静态特性

• 工作于截止区、饱和区，切换时经过放大区；
• 当iB=0或iB<0时，GTR承受高电压并截止；
• 到达饱和区后，即使iB增加，iC也不会改变；
• 正向导通压降VCES一般较小，为1~2V。

GTR的动态特性

• 开通过程
  • 开通延时时间td
  • 电流上升时间tr
  • 开通时间ton= td+tr
• 关断过程
  • 存储时间ts
  • 电流下降时间tf
  • 关断时间toff= ts+tf
• GTR存储时间非常长，通常用门极负电流IB2加速关断
• GTR具有负的温度系数，不易并联；当今多被MOSFET、IGBT替代。

GTR的二次击穿现象

反偏为例，当GTR的集电极电压升高至击穿电压A点，集电极电流迅速增大，这种首先出现的击穿是雪崩击穿，被称为一次击穿。
发生一次击穿时如不有效地限制电流， 增大到某个临界点B点时会突然快速经过一个负阻区BC，然后电流从C到D急剧上升，同时从B到D过程中伴随着电压的陡然下降，这种现象称为二次击穿，B点称为二次击穿点。
出现一次击穿后，GTR一般不会损坏，而二次击穿常常立即导致器件的永久损坏，或者工作特性明显衰变，因而对GTR危害极大。
GTR在正偏（正常导通）、零偏、反偏、基极开路等情况下都有可能出现二次击穿现象。他们的曲线形状类似，但是击穿电压A点会有区别。

GTR的安全工作区

如果把基极开路、正偏（电流）、反偏等曲线的二次击穿B点连接起来，就是二次击穿曲线。B点的功率 称为二次击穿功率，它和集电极最大耗散功率分不同基极，集电极最大耗散电流 以及最大击穿电压共同组成安全工作区（SOA: safety operating area）。

• ：集电极最大耗散电流
• ：集电极最大耗散功率
• ：二次击穿功率

---

BJT

• 与二极管 PN 结的正向伏安特 性曲线相似。
• 当 Uce大于 2V 后，Uce数值的改变对输入特性曲线影响很小。

• 在截止区，BJT 基极电流为零，两个 PN 结都反偏。
• 在放大区，基极电流大于零，b-e 结正偏，b-c 结反偏。
• 在饱和区，两个 PN 结都正偏。

• 额定电压 U(BR)CE：指集电极-发射极之间的正向击穿电压值。
• 额定电流（最大允许电流）ICM：一般根据最大集电极电流的 1.5 倍来选择额定电流。
• 饱和压降 UCES 是指在规定集电极电流和基极电流（或 ODF）下的集-射极之间的饱和压降。
• 最大耗散功率 PCM 是指在最高工作温度下允许的耗散功率。
• 二次击穿曲线与安全工作区（Safe Operation Area，SOA） 二次击穿是 BJT 特有的现象。一次击穿是雪崩击穿。二次击穿是永久性损坏。

Power MOSFET & IGBT特性 （全控器件，电压驱动型）

POWER MOSFET

MOSFET原理

P型半导体作为底层；P型的一端有两个重掺杂N+型；两N+端引出，分别代表源极(Source)和漏极(Drain)；剩余的表面涂上一层SiO2绝缘；在其上端中间放置一层薄的金属层并引出，称为栅极(门极Gate)；栅极不直接与半导体相连；

直接连接半导体的两端S、D外接直流电源；无论源极负漏极正还是源极正漏极负，中间隔了P层，始终有反向偏置的PN结使其无法导通，类似与三极管NPN结；

在栅极G和源极S间再加一个偏置，让栅极电压大于源极电压；栅极正电压将吸引P区中的少子电子移至栅极附近；P区中少子电子在栅极附近集聚为源极和漏极导通创造了通路；在外接电源的作用下，电子从源极经该通道到漏极，即器件源-漏极导通；

随着栅-门极偏置电压的升高，将吸引更多的少子电子集聚在栅极附近；相当于拓宽了源-漏极中间的通道；更多的电子从源极到漏极；这就是N沟道增强型MOSFET的基本原理；

MOSFET–Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管 。

• 结型：外加电场控制场效应晶体管栅-源之间 PN 结耗尽区的宽度来控制沟道电导
• 绝缘栅型：栅-源之间是用硅氧化物介质将金属电极和半导体隔离，利用外加电场控制半导体中感应电荷量的变化控制沟道电导
• 耗尽型：当栅极电压为零时漏源极之间就存在导电沟道。
• 增强型：对于N(P)沟道器件，栅极电压大于（小于）零时才存在导电沟道。
• 沟道性质：按导电沟道性质可分为P沟道和N沟道，功率场效应晶体管主要是N沟道增强型。

场效应晶体管三个电极在一个平面上，沟道不能做的很短， 沟道电阻大。
导电沟道是由表面感应电荷形成的，沟道电流是表面电流，载流能力差。

VMOSFET：精确控制沟道长度，使沟道电阻减少。采用低掺杂的 N– 漂移区（外延层），提高了漏-源击穿电压。沟道面积比平面结构大而短，提高了载流能力。在 VMOSFET 结构中，高击穿电压和低导通电阻很难兼得。

CoolMOS：超结全称为超级 PN 结，超结器件结构的核心在于漂移区中交替的 P/N 层结构。提高了漂移区的掺杂浓度，大大降低了导通电阻，同时不改变器件的击穿电压值。具有高开关速度。

功率MOSFET的寄生参数

结电容与寄生二极管（体二极管）

功率MOSFET的静态特性

功率MOSFET的动态特性

──开通延迟时间
──上升时间
──关断延迟时间
──下降时间

功率MOSFET的主要参数

这公式怎么变成古神低语了

与BJT比较

MOSFET 开关速度快，开关损耗小；
电压控制型器件，驱动功率更小；
无二次击穿问题。

例题

1. MOSFET作为开关使用时在饱和区和截止区之间切换 ( 错 ) 截止和可变电阻区

2. 以下哪个特点使得MOSFET易于并联（A ）
   A. 正温度系数 B.负温度系数
   C. 单极型器件 D. 多子导电

3. 以下哪项关于MOSFET的描述不正确（ D）。 电压型器件
   A. 驱动功率低 B. 具有较快开关速度
   C.低功率等级，通常在10kw以内 D. 电流型器件

IGBT （全控器件 电压驱动型）

IGBT基本结构与工作原理

绝缘栅双极型晶体管 Insulated Gate Bipolar Transistor

在重掺杂 P+衬底上生长一层 N– 漂移层，再在漂移层上制造出栅极和源极。在 P+和 N– 之间增加一层 N+缓冲层，降低 IGBT的导通压降。

IGBT的静态特性

• 线性放大区：以 BJT 特性为主，电压和电流都很大，损耗也大。
• 饱和区：以 MOSFET 特性为主，uGE越高，饱和电流越大。
• 反向阻断区：当 uCE<0时，IGBT 为反向工作状态，只有很小的集电极漏电流流过，URM 是 IGBT 能够承受的最高反向阻断电压。
• 在电力电子变换器中，IGBT 工作在开关状态，即工作在正向阻断区或饱和区。

IGBT的动态特性

tfv1为 IGBT 中 MOSFET 单独工作的电压下降过程，由于 MOSFET 的密勒效应，该过程中 uGE基本保持不变。
tfi2对应 IGBT 内部 PNP 晶体管的关断过程，由于 PNP 晶体管基区载流子高注入，存储电荷无法用外加反向抽流使其迅速消失，只能靠自然复合消失。 这就出现 IGBT 关断时特有的电流拖尾现象，使得下降时间加长，造成较大的关断损耗。

IGBT的主要参数

饱和压降 UCE(sat)
IGBT饱和导通压降，直接决定IGBT的导通损耗。一般为 2~3V。
最大开路电压 U(BR)CEO
在实际应用中，应根据电压应力的 1.5 倍选择 IGBT 的额定电压。
集电极最大电流 IC(max)
实际设计时，按照 IGBT电流应力的 1.5 倍来选择额定电流。
最大集电极功耗 PCM
在室温 25℃的情况下，IGBT 工作时允许产生的最大耗散功率。

宽禁带电力电子器件概述

略

禁带宽度为将电子从价带激发到导带所需要的最小能量

宽禁带电力电子器件正是以禁带宽度与Si器件区分，宽禁带器件适用于高频率、高效率、高功率密度场景

驱动电路与缓冲电路

驱动电路的定义：主电路和控制电路之间的接口，完成驱动、隔离和保护功能

驱动电路的功能

• 将控制电路输出的PWM脉冲放大到足以驱动开关管—开关功率放大作用
• 控制器件在接近理想的条件下开关，以减少开关损耗；
• 驱动电路与系统效率和可靠性关系紧密；
• 可以集成驱动级、器件级保护功能
• 隔离功能

优良驱动电路特性

• 改善开关管的开关特性
• 减小开关损耗
• 提高整机效率和器件可靠性（即尽量快开、快关）

---

缓冲电路又可以分为关断缓冲电路和开通缓冲电路：关断吸收电路（ 𝑑𝑣/𝑑𝑡 suppressing）用于吸收器件的关断过电压和换相过电压，抑制𝑑𝑣/𝑑𝑡 ，减小关断损耗。开通吸收电路（ 𝑑𝑖/𝑑𝑡 suppressing）用于抑制器件开通时的电流过冲和𝑑𝑖/𝑑𝑡 ，减小器件的开通损耗。

〖 𝐿〗_i会造成关断过电压，以及造成通态损耗，故一般只用关断缓冲电路，并用简化的RC电路代替RCD.

功率器件总结

	Diode	SCR	BJT	MOSFET	IGBT
可控性	不控	半控	全控	全控	全控
驱动类型	/	电流型	电流型	电压型	电压型
导电载流子	空穴、电子	空穴、电子	空穴、电子双极型	电子单极型	空穴、电子双极型
其他特点	负温度系数、反向恢复	开通关断条件	导通压降与关断速度的矛盾	导通电阻正温度系数	电流拖尾现象
适用场合	低频 - 高频小功率 大功率			高频 (50k以上)中小功率	中高频（20k-100k）中大功率

第三章 电力电子电路和磁路的基本概念和分析方法

略

伏秒平衡：处于稳定状态的电感，在一个周期内，电压平均值为0

安秒平衡：处于稳定状态的电容，在一个周期内，流过电容的电流平均值为0

第四章 DC-DC变换器

Buck变换器

2.1 Buck变换器电路拓扑的推演

Buck变换器，又称为降压变换器。

Buck变换器的组成及工作原理

• 推演过程

1. 引入由电感Lf和电容Cf组成的低通滤波器。滤除开关频率交流分量，仅保留其直流分量，从而得到平直的输出电压Uo。
2. 引入二极管D，为电感电流提供续流回路。
   图4.5(b)所示的电路就是Buck变换器

• Buck变换器输出电压与频谱分析
  • Buck变换器LC波电路输入电VD波形和频谱分别如图（b）和（c）所示，它由直流成分、开关频率fs以及开关频率的整数倍 、谐波成分组成。
  • 而在经过“LC”滤波器后，只留下了直流成分 ，如图（b）的虚线所示。 滤波器的波特图如图（d）所示，通常滤波器的截止频率fc << fs

DC-DC变换器的开关模式控制：PWM: 固定周期，改变导通时间；PFM：固定开通时间，改变关断时间，也就是周期不固定

根据滤波电感电流是否连续，Buck变换器有三种工作状态，分别是：连续导通模式(Continuous Conduction Mode，CCM)，是指滤波电感L的电流总是大于零。临界模式(Critical Continuous Conduction Mode ， CCCM)，开关管关断期结束时，L的电流刚好降为零。断续导通模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)，开关管关断期间有一段时间L的电流为零。

2.2 电流连续/临界时Buck变换器的工作原理与基本关系

Buck变换器的CCM模式分析-连续导通模式等效电路与波形

Buck变换器的临界模式分析-Buck变换器临界模式时的波形，周期
结束时，iL正好降到零

如果电感或负载电流小于上式中的边界电流，则进入断续。

临界电流分析

2.3 电流断续时Buck变换器的工作原理与基本关系

4个变量 VD , VO , D , IO

2.4 Buck变换器的外特性与调节特性

输入电压恒定不变时Buck变换器的外特性：输出特性：输出电压与输出电流关系（输入恒定）图上半部分为电流连续，输出电压只与占空比
相关，图下半部分为电流断续，输出电压与负载电流也有关。

输出电压恒定不变时Buck变换器的调节特性：调节特性：占空比随输出电流变化关系（输出恒定）右边为电流连续，占空比不变，左边为电流断续，占空比随负载电流减小而变小

2.5 Buck变换器的输出纹波分析

当电感瞬时电流iL大于平均电感电流IL或者负载电流IO ，则多余电流给电容充电，vO上升，反之下降，从而形成纹波。

例题

Buck电路中，电感电流连续模式下，已知电源电压VD=16V，负载电压VO=12V，开关周期Ts=4ms，则开通时间Ton=（ C ）
A、1ms B、2ms C、3ms D、4ms

下列哪一种方法不能将Buck变换器从DCM变为CCM模式（ C）。
A.增大L B. 增大 fs C. 减少输出电流 D. 改变占空比

输入电压不变时，Buck变换器的临界连续电流在（B ）时达到最大。
A. D=0 B. D=0.5 C. D=0.9 D. D=1

Boost变换器

3.1 Boost变换器电路拓扑的推演

Buck变换器 降低电压 增大电流；Boost变换器 增大电压 降低电流

升压式电路构成： 开关、 电感、二极管以及电容四个元件构成，是典型的单管功率电路

与buck变换器一样，有三种工作模式，CCM 临界模式 DCM

3.2 电流连续/临界时Boost变换器的工作原理与基本关系

Boost变换器的CCM模式

根据输入功率PD等于输出功率Po有VDID = VoIo
Boost变换器的输入电流ID等于升压电感电流IL， 因此升压电感电流IL的平均值ILB等于ID， 即有：

注意：

• Boost变换器中电感平均电流与输入电流一样
• Buck变换器中电感平均电流与输出电流一样

临界模式分析

Boost变换器临界模式时的波形， 周期结束时， 𝐼𝐿
正好降到零， 电感电流的平均值为：

输出电流的平均值为:

注意这里是输出电流，所以是二极管电流的平均值

3.3 电流断续时Boost变换器的工作原理与基本关系

3.4 Boost变换器的外特性与调节特性

因为电感、电容、开关等具有寄生参数导致损耗，所以， Boost电路实际的增益曲线并不是线性的，在D逼近1时，电压增益大幅下降，事实上， Boost电路的占空比D是有限制的， 通常电压增益限制在4倍以内。

3.5 Boost变换器的输出纹波分析

例题

Boost电路的占空比可以设置为1。 （） （错）

Boost电路输出不能开路。 （） （对）

Boost变换器的滤波电感平均电流与输出平均电流相等。 （） （错）

Buck-Boost变换器（升降压变换器）

4.1 Buck-Boost变换器电路拓扑的推演

电路构成， 注意副边电压为负值

• 当Q导通时，电能给电感储能，二极管截止，输出由滤波电容供电
• 当Q截止时，电感产生感应电势维持原电流方向不变，迫使二极管导通，电感电流向负载供电，同时也向电容充电，输出负电压

按照滤波电感电流是否连续，Buck-Boost变换器也有CCM DCM 临界模式三种。

4.2 电流连续/临界时Buck-Boost变换器的工作原理与基本关系

连续技术

稳态工作时， 在一个开关周期内， 电感L的电压伏秒面积时平衡的。 那么， 根据图中vL的波形可得：

上式可解得：

在忽略功率损耗的前提下， 输入功率PD与输出功率PO相等， 即VD ID =VO IO。 所以， 输入电流和输出电流的关系为：

临界模式

4.3 电流断续时Buck-Boost变换器的工作原理与基本关系

4.4 Buck-Boost变换器的外特性与调节特性

输出电压恒定不变时Buck-Boost变换器的调节特性

右边是电感电流连续区域，输出电压与负载电流大小无关，仅由占空比D确定
左半边是电感电流断续区域，电压增益不仅仅由占空比D决定，同时受到负载影响，并有:

与前两种变换器类似，在其他条件不变的情况下，增加L、 fs、 D，减小 R（增加负载）都有助于使电路工作在电流连续模式下。

4.5 Buck-Boost变换器的输出纹波分析

Cuk Sepic Zeta变换器（升降压变换器）

Cuk 变换器

Zeta变换器

Sepic变换器

非隔离型变换器总结

• Buck变换器和Boost变换器是最基本的直流变换器。
• 将Buck变换器与Boost变换器进行级联并简化后，可以得到Buck-Boost变换器；将Boost变换器与Buck变换器进行级联并简化后，可以得到Cuk变换器。
• 基于Buck变换器与Buck-Boost变换器可以推导出Zeta变换器，而基于Boost变换器与BuckBoost变换器可以推导出Sepic变换器。
• Buck变换器的输入和输出交换位置，并将开关管和二极管交换位置，即可得到Boost变换器，因此Buck变换器和Boost变换器是相互对偶的。
• 类似的， Zeta变换器与Sepic变换器也是对偶的。 Buck-Boost变换器由于省去了一只电感和一只电容，其与Cuk变换器的对偶关系不明显。

隔离型DC-DC变换器

非隔离型直流变换器的三个局限性

• 寄生参数导致输出电压增益受限
• 不隔离结构带来安全问题
• 实际场合需要多路输出

单管隔离DC-DC—单端正激（Forward）变换器

在Buck变换器的续流二极管之前插入隔离变压器， 再加一个整流二极管构成的

为了防止变压器饱和， 开关周期结束前使变压器 励 磁 磁通减小到零，必须要有磁复位（Demagnetization）电路，图中的N3绕组串联二极管D3构成了一种最常见的磁复位绕组形式

如果磁通不能复位， 则到下一个开关周期， 输入电压继续为铁心输送能量， 最后导致磁芯饱和。
复位绕组N3——去磁复位。
反电势钳位（Back EMF Clamping） 二极管D3——防止输入电压在开关开通时为复位绕组输送能量

单管隔离DC-DC—单端反激（Flyback）变换器

将二极管D移到副边电路的上面，同时将开关
管Q和变压器原边绕组交换位置，即可得到反
激(Flyback)变换器：电路拓扑简洁、使用元器件数量少

Flyback变换器同样是由基本的Buck电路和Boost电路演化出来的，事实上，它的工作原理和Buck-Boost变换器完全一致，是由Buck-Boost变换器插入变压器演变而来的

反激变换器也有电流连续和断续两种工作方式， 但其含义不同：电流连续是指变压器两个绕组的合成安匝在一个开关周期中不为零（磁动势）；电流断续是指合成安匝在T截止期间有一段时间为零

CCM时：

两种单管隔离型变换器比较

• 从正激和反激变换器工作过程可以看出， 其变压器电流都是单向变化。
• 正激电源原副边同名端相同，反激电源则相反。
• 从元件数量来说，正激变换器需要在保留Buck电路滤波电感，续流二极管基础上外加变压器和一个整流二极管。而Buck-Boost变换器在演化成反激变换器时，原有二极管即可作为整流二极管，且没有续流二极管，并且加入的隔离变压器除了隔离作用外，同时作为储能电感使用。
• 一般来说， Flyback变换器的功率与效率都比Forward变换器要低， Flyback变换器一般应用在低于100W的场合。
• Flyback变换器还是被广泛的使用，最主要的原因是Flyback变换器的元器件数量比Forward变换器少， 成本低，特别适合小功率、多路输出场合

例题：
正激变换器由Buck-Boost变换器推导而来。（） （错）
反激变换器的隔离变压器实质上相当于一个储能电感（） （对）
正激变换器不存在电流断续模式。错

半桥变换器-双管非隔离型DC-DC变换器

半桥变换器负载可以是电阻、 电感和电动机三类当负载为电机时，负载可以等效成如图（a）所示的反电动势负载。其中L、 R、 E分别为直流电机的等效电感、电阻和电枢反电动势， 通常L （电枢绕组电感+平波电感）较大，而R较小

降压变换—第一象限运行——T1、 D2构成Buck降压电路， 能量从电源流向电机， 电机正向电动升压变换—第二象限运行——T2、 D1构成Boost升压电路， 能量从电机流向电源， 机正转但电磁转矩为负形成制动力矩，电机处于回馈制动状态

采用两个半桥构成一个全桥电路可以控制VAB<0以及转速r<0，从而控制电机反向旋转时的转速和电磁转矩， 实现电机的四象限运行

全桥变换器-四管非隔离型DC-DC变换器

两个半桥并联构成全桥变换器，实现正向驱动、正向制动、反向驱动、反向制动四象限工作

全桥可以提供4种合理的开关组合

• 第1象限：通过PWM控制使得VAB>E>0， 故io>0从左向右， n>0 ， 电磁转矩Te>0 ， 此时电机接
  受变换器输出电能并转化为机械能， 即电机正转并作电动机运行。
• 第2象限：通过PWM控制使得E>VAB>0， 故io <0从右向左， n>0 ， 电磁转矩Te<0 ， 为制动性质，因此变换器将电机机械能转换为电能回馈至电源， 即电机正转并做回馈制动运行。
• 第3象限：通过PWM控制使得VAB<0， 且通过控制使得 𝑉𝐴𝐵 > 𝐸 ， 故io<0从右向左，电磁转矩Te<0 ， 此时电机反向电动状态， n<0 ， E<0， 电磁转矩为反向驱动。 此时电机接受变换器输出电能并转化为机械能， 即电机反转并作电动机运行。
• 第4象限：通过PWM控制使得VAB<0， 且通过控制使得 𝑉𝐴𝐵 < 𝐸 ， io>0从左向右， 电磁转矩 Te>0 ， 电机为反转， 电磁转矩为制动性质， n<0 ， E<0。 变换器将电机机械能转换为电能回馈至电源， 即电机反转并做回馈制动运行。
• 电动还是制动，判断原则是电机端电压是否大于反电势（绝对值）

m为调制比，要调节输出电压大小和极性，只要调节的大小和极性即可

单极性有两个控制电压： vcontrol与-vcontrol ， 分别用来调制第一和第二桥臂。 此时输出电压vO在一个开关周期内只有一种极性， 故称为单极性调制

双管正激变换器-双管隔离DC-DC变换器

双管反激变换器-双管隔离DC-DC变换器

相对于单管反激变换器， 该拓扑省去了原边开关管的RCD钳位电路

推挽（Push-Pull）变换器-双管隔离DC-DC变换器

推挽变换器可以看成两个正激变换器的并联， 两个变压器原边同名端相反， 共用一副磁心

半桥变换器-双管隔离DC-DC变换器

半桥变换器相当于两个单管正激变换器在输入侧串联， 因此每个单管正激变换器的输入电压为VD /2， 变压器原边电压的幅值也为VD /2， 只有推挽变换器的一半

串联耦合电容（ C3 ）的方法提高B点电位浮动的能
力，从而改善偏磁

全桥变换器-四管隔离DC-DC

小结

• 非隔离型DC-DC变换器
  • Buck电路的推演、 Buck电路的工作原理和稳态分析、 输出电压纹波分析。
  • Boost电路的推演、 Boost电路的工作原理和稳态分析、 输出电压纹波分析。
  • Buck-boost电路、 Cuk电路、 Zeta电路、 Sepic电路的推演。
• 隔离型DC-DC变换器
  • 正激变换器、 反激变换器的推演， 工作原理， 输入输出分析。
  • 推挽变换器、 半桥变换器 全桥变换器的推演。
  • 如何从Buck变换器推演出来一系列隔离型DC-DC变换器。

第五章 DC-AC变换器（逆变器 Inverter）

逆变器概述

一种将直流电转化为交流电的变换器（能量从直流到交流）

逆变器的基本功能：输入：恒定直流电；输出：幅值和频率均可变化的交流电

按照直流侧储能元件的性质， 逆变器可分为电压型(VSI)和电流型(CSI)两种:

• 直流侧并联大电容的逆变器称为电压型逆变器
• 直流侧串联大电感的逆变器称为电流型逆变器

实际应用中以电压型逆变器为主

电力电子的核心特征是开关特性，核心难点就是如何产生开关信号。产生开关信号的方式就叫做调制，电力电子变换器主要有两种开关控制方式：脉冲频率调制（pulse frequency modulation, PFM） 和脉冲宽度调制（pulse width modulation， PWM）

PWM: 固定周期，改变导通时间；PFM：固定开通时间，改变关断时间，也就是周期不固定

对于交流应该如何调制呢？如何设计产生交流的载波和调制波？

正弦脉宽调制SPWM：
电压型逆变器对输入电压进行调制，逆变器本身输出一系列脉宽按正弦规律变化的电压脉冲，其基波为正弦，经过LC滤波器后，负载侧得到正弦电压波形。这就是正弦脉宽调制SPWM。

SPWM原理与实现

面积等效原理（冲量等效原理）

面积等效原理：当面积相等而形状不同的窄脉冲作用于同一个惯性环节时，其响应基本相同，尤其是在低频段。

SPWM的工作原理

调制波（正弦波） /载波（三角波）

1. 调制比𝒎𝒂：调制波幅值 / 载波幅值 $m_a=\frac{\bar{V}{control}}{\bar{V}{tri}}$
2. 载波比𝒎𝒇：载波频率 / 调制波频率

通常三角载波的频率远高于正弦调制波，所以在1~2个开关（载波）周期内，可以认为正弦调制波的幅值是常数。采用相似三角形原理可推导得到半桥逆变器的输出电压。
当调制比ma≤1时， 即调制波小于载波幅值，逆变器输出电压的基波幅值与调制比成线性关系。

单桥臂逆变器谐波分析

输出在开关频率处的谐波幅值比较大，当𝑚𝑎<0.6时甚至超过基波幅值，而在开关次偶数次倍频处谐波为零。

同步调制与异步调制

同步调制：当调制波发生变化时，载波频率相应地变化，从而保持载波比𝑚𝑓为常整数。
异步调制：当调制波发生变化时，载波频率保持恒定，载波比𝑚𝑓不再是一个整数。

• 𝑚𝑓较大时 (𝑚𝑓≥ 21)
  • 同步调制 或 异步调制
  • 在驱动交流电机时采用同步调制
• 𝑚𝑓较小时 (𝑚𝑓≤ 21)
  • 采用同步调制避免间谐波的产生
  • mf 取奇整数达到半波奇对称

过调制与方波调制

过调制特征：

• 依赖于𝑚𝑎
• 不跟随𝑚𝑎线性变化
• 采用同步调制以避免间谐波

例题

对于电压源逆变器的SPWM而言，采用正弦信号与三角载波相比较的方式产生PWM脉冲，如果期望增加输出电压基波成份，可采用的控制方法是（A） 增加调制比
保持三角载波幅值，增加正弦信号幅值
保持三角载波幅值，减少正弦信号幅值
保持三角载波频率，减少正弦信号幅值
保持三角载波频率，增加正弦信号频率

半桥逆变器的输入电压是Vdc，采用方波调制时的输出电压VAO基波幅值是

SPWM的具体实现

单相逆变器

单相逆变器的基本拓扑结构

单相全桥逆变器的调制方式

双极性调制

双极性调制：在一个开关周期内，输出电压的极性有正负两种，定义为双极性调制。双极性调制用了4种开关组合中的2种。与单桥臂逆变器输出电压谐波分布一致，只是幅值为2倍，当载波比较小时，要求mf为奇数。

倍频单极性调制

倍频单极性调制下谐波分布：没有mf及其倍数次谐波、仅含mf偶数倍开关频率处边带谐波、最低次谐波为2mf的边带谐波，具有倍频效果

有低频控制臂的单极性调制

与双极性调制相比，不包含载波倍数次谐波；
与单极性调制相比，包含奇数倍载波频率处边带谐波；
载波倍数次频率边带谐波满足：

mf取偶数，可以消去偶次谐波。

方波逆变器的移相对消控制

工作原理：让两个桥臂分别做方波调制，再通过移相对消方式来调节输出电压，两个桥臂相当于两个方波逆变器。

单相全桥逆变器直流侧纹波分析

逆变器直流侧包含直流、高频交流、低频交流（输出频率2倍）成分
因为有低频成分，所以需要储能电容
因为有高频成分，需要滤波去耦电容

单相逆变器输出电压电流纹波

例题

1. 正弦波调制的单相全桥逆变器在双极性调制和单极性调制时分别有( B)种可能的开关组合。
   A. 4, 4 B. 2, 4 C. 4, 2 D. 2, 2
2. 如下图所示，单相全桥逆变器的直流侧电流iD*包含（ B）。
   A.与io相同的频率 B.两倍频率的io C.三倍频率的io D.四倍频率的io
   

为什么在逆变器中不用锯齿波作为载波 ?
所有调制的目标: 半波奇对称，而非对称调制输出含有偶次谐波

单极性调制和双极性调制的优缺点

三相逆变器

三相逆变器的基本拓扑结构

• 三相逆变器含有三个桥臂，分别为abc相
• 直流侧需要大电容，维持直流电压稳定
• 三个桥臂的中点作为三相交流输出端口

三相逆变器的方波调制

每相上、下桥臂交替导通180°，三相电压互差120°；
输出相电压有2个电平，输出线电压有3个电平。

相电压中含有直流、基频和奇次(2k±1)谐波。
与相电压相比，线电压中含有基频和(6k±1)次谐波，不含直流和(3k)次谐波。

三相逆变器的SPWM调制

相电压中含有开关次及其倍数次(jmf)谐波、开关次及其倍数次边带(jmf±k)谐波。与相电压相比，线电压和负载电压中不含开关次及其倍数次谐波。

三相逆变器直流和交流纹波分析

三相逆变器共有8种开关组合，后续将会知道，其中6种为有效矢量，输入通过开关联接输出，而有两种为特殊的组合，分别为000和111，如上图所示。此时，输出短路，线电压为零，逆变器正是通过调节短路时间来调节输出电压的。而方波只有6种开关组合，不具备调压能力。

既然直流侧功率和交流侧瞬时功率相等，为什么直流侧仍然需要设计储能电容？

• 三相不平衡
• 缓冲无功
• 功率波动

空间矢量脉宽调制（SVPWM）

直流电压利用率： 义为三相逆变器输出线电压幅值与直流侧电压之比，用于量化分析相同直流侧电压下三相逆变器的输出电压能力。

采用SPWM时，直流电压利用率只有0.866。 $(\nu_{LL})1=\frac{\sqrt{3}}{2}\cdot m_a\cdot V{dc}$

如何增大直流母线电压利用率呢？ 方波调制法、三次谐波注入法、SVPWM调制法

三次谐波注入法

相电压中含有三次谐波，但线电压中不存在三次谐波；直流电压利用率由原来的0.866提高至1，提高了15.47%。

空间矢量脉宽调制（SVPWM）

基本思想是在矢量空间用有限的静止矢量去合成和跟踪调制波的空间旋转矢量，使合成的空间矢量含有调制波的信息

空间电压矢量V 的轨迹是一个以原点为圆心，
以 或 为半径的圆，旋转角频率为ω。

8种开关组合，6个基本有效矢量（V1~V6）+2个零矢量（ V0和V7 ）

如果三相逆变器仅使用6个基本有效矢量（对应6种开关组合），则对应着三相逆变器的方波运行模式，其电压空间矢量V的运行轨迹是一个正六边形。如果通过8个静止空间矢量来合成更多的矢量，矢量越多，就越逼近一个矢量圆。SVPWM的基本思想是在矢量空间用有限的静止矢量去合成和跟踪调制波的空间旋转矢量，使合成的空间矢量含有调制波的信息。

当矢量圆与正六边形内切时，相电压矢量模达到最大为 ，直流电压利用率为1。

例题

正弦波调制的三相逆变器，调制比为1时，直流电压利用率为（ B ）
A. 1.0 B. 0.866 C. 0.74 D. 1.15

2. 下图所示的三相三线逆变器在正弦波调制和方波调制时的开关组合分别有（ C ）种。
   A. 6, 3 B. 8, 4 C. 8, 6 D. 6, 4

PWM整流器

逆变器和整流器是从平均功率来判断，如果平均功率从直流流向交流，则称为逆变器；如果平均功率从交流流向直流，则称为整流器。
从瞬时功率来看，在一个基波周期内，PWM逆变器既存在逆变模式也存在整流模式。

以vs为正半周为例，4种开关组合，并考虑到is有正负两个方向，以流向交流电源为正，所以工作模式共有8种。

开关组合“10”表示左桥臂上管TA+开通，右桥臂下管TB-开通，以此类推。

PWM整流器的相量分析

逆变器的控制和滤波器设计

逆变器的闭环控制结构

逆变器的输出滤波器设计

第六章 AC-DC不控整流器

不控整流概述

• 按交流电源输入相数可分为单相、 三相或多相整流电路
• 按电路结构可分为半波、 全波和桥式整流电路
• 按整流电路中使用的电力电子器件可分为不控（不可控二极管组成，输出电压不能主动调节）、 半控（由可控元件和二极管混合组成，输出电压可调，但极性不能改变）、 全控整流电路（所有的整流元件都是可控的，如晶闸管、 GTR、 IGBT等，输出电压极性和大小均可调节）

单相桥式二极管整流电路

实际单相全桥整流电路

忽略输入电感的理想化电路

假定输入电感 Ls=0 的理想化电路

谐波的次数: 2n±1

考虑输入电感的等效电路

换流中有：
电压损失：
换流重叠角：
输出电压有效值：

带恒定电压负载的波形分析

实际带RC负载的波形分析

Ls≠0工作波形（放大）

三相桥式二极管整流电流

假定输入电感 Ls=0的理想化电路

• 共阳组 + 共阴组
• 每组同时只有电压绝对值最高的一个二极管导通
• 按导通顺序编号
• 每相通过上下组的两个二极管连接输出
  

输出电压平均值

• 谐波分析

谐波的次数: 6n±1

考虑输入电感(Ls≠0)的电流源负载等效电路

平均电压：
换流角：

恒定电压负载整流电路

• 直流侧电流iD不连续， 电流不为零区间的任意时刻有且仅有共阴极组的和共阳极组的各1个二极管同时导通。
• 增大Ls或ID可以提升电能
• 三相整流器的各项电能质量指标优于单相整流器

实际的三相二极管整流桥

第七章 AC-DC变换器-(晶闸管整流和逆变电路)

什么办法控制输出直流电压？ ✓ 加入可控开关管

概述

晶闸管整流电路的基本概念

纯阻负载输出电压：

三相半波晶闸管整流电路—纯电阻负载

晶闸管半波整流电路-阻感负载

α≤30°时,负载电压波形与电阻负载时相同;α>30°时,电感作用使得晶闸管继续导通。α的增大会增加输出电压中负压部分。 移相范围： 90°

为便于分析，假设电感极大，则负载电流可以看成电流源，则负载电流连续，因为电流连续，有：

三相半波晶闸管电路—反电动势负载

重要概念

1- 触发角、导通角 2- 移相和移相范围 3- 同步 4- 换流或换相

• 从晶闸管开始承受正压起到施加触发脉冲的电角度称为触发角
• 晶闸管在一个周期中处于导通的电角度称为导通角
• 改变触发脉冲出现的时刻，即改变触发角的大小从而控制输出电压的大小称为移相控制。改变触发角使得输出电压平均值从最大降为零对应的范围称为移相范围。
• 使触发脉冲与相控整流电路的电源电压之间保持频率和相位的协调关系称为同步
• 电流从一个支路向另一个支路转移的过程称为换流，也称为换相。
• 晶闸管的换流方式有电网换流、负载换流、强迫换流

触发信号的产生

实际的晶闸管整流电路中负载通常为大电感

单相桥式晶闸管整流电路

纯电阻负载

阻感性负载

平均输出电压：

谐波的次数: 2n±1



存在问题【失控】：实际运行时，当α角突然增大到180°或触发脉冲丢失时会发生一个晶闸管持续导通而两个二极管轮流导通的情况，使vD成为正弦半波，即半周期为正弦，另外半周期为零，其平均值保持恒定，相当于单相半波不可控整流电路时的波形，此时触发脉冲失去控制作用。

反电势负载

RE负载下的负载电流是断续的，用于直流电动机电枢绕组供电将带来一系列问题，如机械特性变软；晶闸管导通角小，电流波形窄，为保证一定大小的平均值导致电流峰值很大；峰值和有效值增大导致装置容量变大，较大的脉冲电流会造成换向困难，易产生火花

在电枢电感不够大时，在负载回路串联平波电感器来平滑电流脉动，延长导通时间、保持电流连续，此时称为RLE负载电路。当电感足够大时，电流进入连续模式，晶闸管导通 180°。这时整流电压vD与阻感负载时的波形相同。

例题

考虑输入电感

• 输入电感导致换流需要一定时间，成为换流时间，对应的角度为换流重叠角u
• 换流时,四个晶闸管均处于导通状态,换流等效电路与二极管整流电路完全一致
• 换流使得输出电压平均值下降，产生电压损失
  

换流期间满足：
电压损失：
平均输出电压：
换流重叠角：

结论：负载电流ID和输入电感Ls越大，则换相重叠角u越大。 α≤90°时， α越小， u越大，因为α越小，相邻相的相电压差值越小,换流时的di/dt越小，能量释放越慢。

实际电路

单相晶闸管整流电路的逆变模式

实现逆变的条件

2. 极性变负
3. ，以产生正向电流
   

三相桥式晶闸管整流电路

纯电阻负载三相晶闸管整流电(Ls=0)

阻感性负载三相晶闸管整流电路

考虑输入电感的三相晶闸管整流电路

总结：换相时间、换相压降

实际三相晶闸管整流电路

三相晶闸管整流电路的逆变模式

三相晶闸管整流电路线电压畸变